1引言

單端正激型開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)比較簡單，已廣泛用于中小功率輸出場合。由于這種拓撲結(jié)構(gòu)的特點是功率變壓器工作在B-H曲線的第一象限，因此必須采用適當?shù)娜ゴ欧椒ǎ韵判膯蜗虼呕柡偷臐撛陔[患。在工程中，常用的去磁技術(shù)有新增去磁繞組、有源箝位、RCD箝位和ZVT箝位等多種方法[1]，其共同思路是在主功率開關(guān)管截止后，通過一定的途徑，使變壓器中剩余的磁化能量瀉放或者消耗在無源功率電阻上，以確保下一個開關(guān)管導通之前變壓器中無剩余磁化能量。實際上，不用新增額外的電路技術(shù)及元器件，僅僅利用單端正激型電源自身的結(jié)構(gòu)特點，就能較好地完成去磁要求，即采用諧振技術(shù)進行去磁。這種諧振去磁技術(shù)的基本原理是在功率開關(guān)管截止后，利用變壓器自身的等效電感和電路中元器件的分布電容進行諧振，出現(xiàn)能量交換，以轉(zhuǎn)移變壓器的磁化能量。

2諧振去磁技術(shù)的工作原理

在分析該諧振去磁電路的工作原理之前，首先假設(shè)[2]：①整個系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)，一個開關(guān)工作周期內(nèi)的各電量均為動態(tài)平衡；②輸出電感Lo和輸出電容Co與參與去磁的諧振組件相比，近似無窮大；③忽略變壓器的漏感及其對電路的影響；④開關(guān)管VQ1與二極管均為理想器件，即忽略開關(guān)管導通電阻RDS(on)和二極管的正向壓降VF。圖1示出一個單端正激型電源中，參與諧振去磁的基本電路組件。該電源的開關(guān)管采用MOSFET組件。

圖中Lm——變壓器初級的等效電感

Ct——功率變壓器初級繞組的等效電容，與Lm并聯(lián)

Cs——開關(guān)管VQ1的漏-源極結(jié)電容與并聯(lián)在其兩端的外電容之和

Cl——輸出整流二極管的結(jié)電容與外接并聯(lián)電容之和

圖2示出功率變壓器初級的等效電路。由圖可見，C1等效到變壓器初級的電容為C1(N8/Np)2，且與Ct為并聯(lián)關(guān)系，同時Cs與Ct也為并聯(lián)關(guān)系。

在一個完整的開關(guān)周期內(nèi)，一個完整的諧振去磁過程由以下幾個工作階段組成[2]：

(1)第一階段圖3示出第一階段即諧振去磁過程的諧振去磁電路電流走向及其工作過程。第一階段位于圖3b的Ton階段。在此之前，VQ1的漏源電壓uDSVQ1為輸入電壓uin，負載電流流過VDf，流過變壓器磁心的磁化電流imag為負值i1。由t＝0開始，VQ1受控導通。此時，imag開始線性新增。流過變壓器初級的電流ip為imag和次級負載電流Io反射到變壓器初級的電流迭加之和，即ioNs/Npo在此階段，VDr導通，VDf截止。而C1和Cs的端電壓uC1和uCs均近似為零。假定變壓器的初級磁化電流在該階段開始時為i1；結(jié)束時為i2，則兩者的關(guān)系為：

i2=i1+uinTon/Lm(1)

(2)第二階段圖4示出第二階段即諧振去磁階段的諧振去磁電路電流走向及其工作過程。第二階段位于圖4b的Tr階段。在Tr開始階段，VQl受控制信號的用途截止。其uDSVQ1開始迅速上升，當uDSVQ1超過uin后，變壓器次級的線圈極性反轉(zhuǎn)，VDr截止，VDf導通。由于VQ1截止，Lm與電路中的等效電容Cr，即前述的Cs和C1等效到初級的電容，以及變壓器初級繞組的等效電容Ct三者并聯(lián)，形成一個并聯(lián)諧振電路，開始諧振工作，形成正弦去磁電流imag。由電路理論可知，一個LC串聯(lián)或并聯(lián)的電路，在以諧振方式工作時，電感上的電流與電容上的電壓變化均為正弦，且彼此相位相差900，二者儲存的能量互相交換，即一個電量達到絕對值的最大時，另一個電量為零。由于在Tr開始時，Cr的端電壓uCr=0，沒有存儲能量，而Lm中的能量在開關(guān)截止前就達到了最大值，因此Lm與Cr出現(xiàn)能量交換；該階段的持續(xù)時間為Tr，且Tr為一完整諧振周期的1/2。即：

Tr=πLmCr(2)

uCr由零所能達到的最大值：

UCrmax=i2Lm/Cr(3)

uDSVQ1在Cr達到最大值時，也達到其峰值：

UdsVQ1max=uin+i2Lm/Cr(4)

在該工作階段，Cr實際上是先被充電至最大值，然后放電，直到又回到零值。而變壓器激磁電感Lm上的電流iLm變化規(guī)律同樣為正弦，且變化時間也為諧振周期的1/2。這樣，到了該階段的末期，imag就達到負向的最大值。由于系統(tǒng)處于穩(wěn)定的動態(tài)平衡狀態(tài)，且能夠完全去磁，因此其值等于-i2。此時，uDSVQ1等于uin。該階段的等效電容：

Cr=C1(Ns/Np)2+Cs+C1(5)

諧振電路的諧振頻率：

fr=1/(2πLmCr)(6)

由初始條件可得磁化電流與等效電容電壓的變化為：

imag=i2cosωct(7)

UCr=i2Lm/Crsinωct(8)

式中ωc——諧振角頻率，

ωc=1/LmCr

Lm/Cr——諧振電路特點阻抗

在上兩個階段，變壓器中的磁場強度H與imag的變化相一致，即在Ton階段，H向正方向新增；在Tr，階段，因諧振用途，H向反方向變化。這樣，通過諧振便轉(zhuǎn)移了變壓器的激磁能量，并且最終實現(xiàn)了imag的反向流動，從而達到了去磁的目的。但需注意的是，在該階段，imag在正負兩個方向流動變化，為方便起見，圖4只示意了一個方向的流動。

(3)第三階段圖5示出第三階段，即恒流階段的諧振去磁電路電流走向及其工作過程。第三階段位于圖5b的恒流期Ts階段。在該時段內(nèi)，VQ1仍截止，由于前一階段uCr的諧振變化為零，故VQ1兩端的電壓為uin當uCr企圖繼續(xù)諧振并進一步降低時，導致VDr導通。因此，當該時間段開始時，Np與Ns的端電壓均為零，uCr被箝位為零，諧振狀態(tài)結(jié)束，VDr與VDf均等效于導通狀態(tài)。而負向的imag因只有VDf→VDr→Ns這樣一條通路可以繼續(xù)流動，且因電感的恒流特性，i1在這一階段保持恒定的負值-i1不變，這種工作模式一直持續(xù)到下一個開關(guān)周期的到來。在系統(tǒng)處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，且保證每個開關(guān)周期都能完全進行去磁的條件下，i1也等于下一個開關(guān)周期開始時的i1，即：

il=uinTon/2Lm(9)

3諧振去磁技術(shù)特點及諧振頻率選擇

(1)降低了對控制電路占空比的要求。在常規(guī)的去磁繞組技術(shù)中，出于對開關(guān)管耐壓的要求，通常將去磁繞組與初級繞組的匝比定為1:l。這樣，最大占空比只能達到50％，而在諧振去磁技術(shù)中，只要求在開關(guān)管的截止期內(nèi)，最少保證能完整進行半個諧振周期的工作。但通過諧振頻率的選擇和諧振組件參數(shù)值的調(diào)整，可以充分保證做到這一點。這樣，占空比就不再受50％的限制，在試驗中使用60％，甚至更高的占空比均能安全工作。這便使單端正激電源可工作在較寬的輸入電壓范圍，同時簡化了開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)。

(2)由理論和試驗可見，諧振去磁技術(shù)中，uDSVQ1為較光滑的半正弦波，而普通去磁繞組的相應(yīng)波形為邊緣較陡峭的方波。前者無疑比后者具有更小的高次諧波分量，因此系統(tǒng)的EMI性能也有所改善。

(3)在采用諧振去磁技術(shù)時，需仔細確定諧振組件的參數(shù)，以確保在開關(guān)截止期內(nèi)能完成半個諧振周期的去磁過程。因此，在理論分析的基礎(chǔ)上，需在試驗中仔細觀察uDSVQ1的波形，并相應(yīng)對電路參數(shù)進行調(diào)整，以確定較適宜的諧振頻[2]。

在選擇諧振頻率時，需綜合考慮VQ1的額定電壓和去磁效果間的矛盾。目前，在中小功率應(yīng)用場合，單端正激功率變壓器的初級電感量通常為幾十到幾百微亨，而Cr通常為幾百到幾千皮法，而目前開關(guān)電源的工作頻率—般為幾百千赫茲，這樣理論上僅利用初級電感和電路固有的等效電容即可完成諧振去磁過程。但這會使諧振率較高，同時主開關(guān)管上承受的電壓應(yīng)力較大。為了降低主開關(guān)管在諧振時的電壓應(yīng)力uDS，有時需在VQ1或VDr兩端并聯(lián)電容，以適當降低諧振頻率。然而，該電容的容值不能過大，否則會導致無法完全進行諧振去磁。

圖6a，b，c示出選擇不同諧振參數(shù)時，VQ1的電壓uDSVQ1波形。由圖6a可見，其形狀與理論分析一致；在Lm確定的條件下，較小的Cr會出現(xiàn)圖6b的波形。可見，雖然其基本形狀與圖6a完全相同，也能夠迅速完成去磁過程，但因Cr較小，因此諧振頻率較高，相同的變壓器初級激磁能量導致Cr上的諧振電壓幅值U2遠超過了U1。這就要求主開關(guān)管的耐壓更高，而新增了成本。圖6c表明，VQ1或輸出二極管兩端并聯(lián)的電容過大，導致Cr過大，因此諧振頻率較低，甚至無法滿足在開關(guān)管的截止期內(nèi)完成諧振周期一半的工作。顯然圖6c的去磁過程沒全完成。在電路設(shè)計及其試驗中，應(yīng)盡量防止這種波形的出現(xiàn)。

4設(shè)計實例及其波形分析

根據(jù)上述分析，分別對5V/15W和12V/20W的兩種單端正激電源電路進行了試驗。圖7示出其電路結(jié)構(gòu)。試驗中，控制器件采用UCl843；開關(guān)頻率設(shè)為290kHz，最大占空比約設(shè)為60％；VQ1采用2N6798(IRF230)，其Coss=250pF；整流二極管VDr選用15CLQ100，變壓器磁心選用RM6，初級線圈均為9匝，次級線圈為4匝(5V)和10匝(12V)。實測磁心的初級線圈電感量，5V輸出電源時約為150μH，12V輸出電源時，約為170μH。VQl并聯(lián)1000pF電容時，輸入電壓變化范圍為23~33V。

圖8分別示出uin=23V和uin=33V時，兩種電路中VQ1的漏源電壓udsVQ1實測波形。由圖可明顯看出這種磁心復(fù)位方法的工作過程，也可大致推測出去磁時的諧振頻率大于300kHz。實際的電路參數(shù)計算也大致在此范圍。此外，由圖還可見，5V輸出電源在uin=23V輸入時，前述第三工作階段的持續(xù)時間幾乎為零，但仍能保證在開關(guān)管截止時完全去磁。在試驗中，這兩種電源均經(jīng)過了長期通電考核和高低溫環(huán)境試驗，其工作穩(wěn)定，這證明了諧振去磁技術(shù)的有效性。