由于MOSFET及IGBT和軟開關技術在電力電子電路中的廣泛應用，使得功率變換器的開關頻率越來越高，結構更加緊湊，但亦帶來許多問題，如寄生元件出現的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以EMI問題是目前電力電子界關注的重要問題之一。

傳導是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是重要的傳導干擾形態。多數情況下，功率變換器的傳導干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理的無源共模干擾抑制技術，并成功地應用于多種功率變換器拓撲中。理論和實驗結果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導共模干擾。這一方法的優越性在于，它無需額外的控制電路和輔助電源，不依賴于電源變換器其他部分的運行情況，結構簡單、緊湊。

1補償原理

共模噪聲與差模噪聲出現的內部機制有所不同：差模噪聲重要由開關變換器的脈動電流引起；共模噪聲則重要由較高的dv/dt與雜散參數間相互用途而出現的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流，同時，由于開關器件端子上的dv/dt是最大的，所以開關器件與散熱片之間的雜散電容也將出現共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據的本質概念。開關器件的dv/dt通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一個補償電容上面，從而形成補償電流對噪聲電流的抵消。即補償電流與噪聲電流等幅但相位相差180°，并且也流入接地層。根據基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點匯流為零，于是50Ω的阻抗平衡網絡（LISN）電阻（接測量接收機的BNC端口）上的共模噪聲電壓被大大減弱了。

圖1CM及DM噪聲電流的耦合路徑示意圖

圖2提出的共模噪聲消除方法

2基于補償原理的共模干擾抑制技術在開關電源中的應用

本文以單端反激電路為例，介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術在功率變換器中的應用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓撲結構，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開關器件過來的dv/dt所導致的寄生電流ipara注入接地層，附加抑制電路出現的反相噪聲補償電流icomp也同時注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向LISN電阻的共模電流。利用現有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結構上再新增一個附加繞組NC。由于該繞組只需流過由補償電容Ccomp出現的反向噪聲電流，所以它的線徑相對原副方的Np及NS繞組顯得很小（由實際裝置的設計考慮決定）。附加電路中的補償電容Ccomp重要是用來出現和由寄生電容Cpara引起的寄生噪聲電流反相的補償電流。Ccomp的大小由Cpara和繞組匝比Np∶NC決定。假如Np∶NC=1，則Ccomp的電容值取得和Cpara相當；若Np∶NC≠1，則Ccomp的取值要滿足icomp=Cpara·dv/dt。

圖3帶無源共模抑制電路的隔離型反激變換器

此外，還可以通過改造諸如Buck，Half-bridge等DC/DC變換器中的電感或變壓器，從而形成無源補償電路，實現噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。

圖4帶有無源共模抑制電路的半橋隔離式DC/DC變換器

圖5帶有無源共模抑制電路的Buck變換器

3實驗及結果

實驗采用了一臺5kW/50Hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實驗平臺。交流調壓器的輸出經過LISN送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點測得開關管集電極對實驗地（機殼）的寄生電容大約為80pF，鑒于實驗室現有的電容元件，取用了一個100pF，耐壓1kV的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實驗桌面，LISN及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現了原方繞組的波形。圖7是流過補償電容的電流和開關管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補償電流和寄生電流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是，由于開關管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規則導致了開關管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見，補償電流的幅值大于實際寄生電流，說明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后，流入LISN接地線的共模電流波形比較。經過共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實驗數據表明，最大的抑制量大約有14mA左右。

圖6補償繞組電壓和原方繞組電壓波形

圖7補償電容電流和對地寄生電流波形

圖8補償前后流入LISN地的共模電流波形（電流卡鉗系數：100mV/A）

圖9是用AgilentE4402B頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形。可見100kHz到2MHz的頻率范圍內的CM噪聲得到了較好的抑制。但是，在3MHz左右出現了一個幅值突起，之后的高頻段也未見明顯的衰減，這說明在高頻條件下，電路的分布參數成了噪聲耦合重要的影響因素，補償電路帶來的高頻振蕩也部分新增了共模EMI噪聲的高頻成份。但從濾波器設計的角度來看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節省的設備開支。若是能較精確地調節補償電容，使其盡可能接近寄生電容Cpara的值，那么抑制的效果會在此基礎上有所改善。

圖9補償前后流入LISN地的CM電流頻譜比較

4此技術的局限性

圖10中的（a），（b），（c），（d）給出了噪聲抑制電路無法起到正常效用時的電壓、電流的波形仿真情況。這里重要包含了兩種情況：

第一種情況是在輸入電容的等效串聯電感（ESL）上遇到的。電感在整個電路中充當了限制電流變化率di/dt的角色，很顯然LISN中大電感量的串聯電感限制了變換器電源作為電流源供應的能力。因此，這些脈動電流所需的能量必須靠輸入電容來供給，但是輸入電容自身的ESL也限制了它們作為電流源的能力。ESL愈大，則輸入端電容供應給補償變壓器所需高頻電流的能力愈受限制。當ESL為100nH時，補償電路幾乎失效。圖10（a）中雖說補償電壓與寄生CM電壓波形非常近似，但是圖10（b）中卻很明顯看出流過補償電容Ccomp的電流被限制了。

另外一種嚴重的情況是補償變壓器的漏感。當把變壓器漏感從原來磁化電感的0.1％增大到10％的時候，補償電路也開始失效，如圖10（c）及圖10（d）所示。補償繞組電壓波形由于漏感和磁化電感的緣故發生分叉。假如漏感相關于磁化電感來說很小的話，這個波形畸變可以忽略，但實際補償電容上呈現的dv/dt波形已經惡化，以至于補償電路無法有效發揮抑制用途。

（a）輸入電容ESL值較大時的CM電壓

（b）輸入電容ESL值較大時的CM電流

（c）漏感值較大時的CM電壓

（d）漏感值較大時的CM電流

圖10噪聲電路失效仿真電壓、電流波形

為了解決ESL和變壓器漏感這兩個嚴重的限制因素，可以采取以下措施：關于輸入電容的ESL，要盡量降低至可以接受的程度，通過并聯低ESL值的電容來改善；密繞原方繞組和補償繞組可以有效降低漏感。

5結語

由以上的實驗和分析可以看到，應用到傳統電源變換器拓撲結構中的這種無源CM噪聲抑制電路是有一定用途的。由于用來補償的附加繞組只須加到現有的變壓器結構中，所以，隔離式的拓撲結構關于采用這種無源補償消除電路來說可能是最簡易、經濟的電路結構。